علاوه بر این، برخلاف سایر روش­های مد لغزشی ، ویژگی­های راه­حل پیشنهادی فرکانس سوئیچینگ ثابت در حالت پایدار، همزمانی محرک­های^[۸] خارجی، و عدم وجود خطای حالت ماندگار در ولتاژ خروجی است .
کنترل مبدل­های DC-DC در گذشته به صورت گسترده­ای بررسی شده است . برخی تکنیک­های کنترل مطرح و تحلیل می­شوند . در این میان، متداول­ترین کنترل ولتاژ و کنترل جریان تزریقی (و مشتقات آن مثل استاندارد ماژول کنترل و میانگین کنترل جریان ) . کنترلرها براساس این تکنیک ها برای اجرا و طراحی آسان ساده­سازی شده ­اند، اما عموما پارامترهایشان به نقطه کار بستگی دارند . دستیابی به سیگنال بزرگ پایدار اغلب برای کاهش پهنای باند مفید موثر بر کارایی مبدل نامیده می­شوند . گرچه کاربرد این تکنیک­ها برای مبدل­های DC-DC مرتبه بالا ، مانند توپولوژی­های چک^[۹] و سپیک^[۱۰] ، در طراحی بسیار بحرانی پارامترهای کنترل و تثبیت دشوار ممکن است نتیجه دهد .

روش دیگر که با طبع غیرخطی این مبدل­ها کامپایل می­ کند ،براساس تکنیک­های کنترل مشتق­شده از سیستم­های ساختار متغیر تئوری (VSS) ، مانند کنترل مد لغزشی (SM) .
همان­طور که می­دانیم کنترل SM چندین مزیت دارد : پایداری حتی برای ظرفیت بزرگ و تنوع بار ، قدرت زیاد، پاسخ دینامیکی خوب، عملکرد ساده.برعکس، کنترل SM معایبی هم دارد :اولا با توجه به طبع هیستریکش، تغییرات فرکانس سوئیچینگ به نقطه کار بستگی دارد ، ثانیا خطاهای حالت پایدار می­توانند بر تغییرات کنترل­شده تاثیر بگذارند، ثالثا انتخاب پارامترهای کنترل ممکن است با توجه به پیچیدگی کنترل مد لغزشی دشوار باشد .
این پژوهش هدف کلی کنترلر SM را بیان می­ کند که برای هر ساختار مبدل DC-DC اصلی مفید است که معایب فوق را برطرف می­ کند . در حقیقت :
فرکانس سوئیچینگ در حالت پایدار ، ثبات را حفظ می­ کند با ایجاد هماهمنگی مناسب محرک­های خارجی، در عوض فرکانس در طول حالت گذرا ممکن است تغییر کند برای اطمینان از ثبات و سرعت پاسخ .
خطاهای حالت پایدار از بین می­روند .
تنظیم کنترل آسان است .
ترکیبات مداری ساده است .
به علاوه سوئیچ کردن محدودیت جریان به آسانی قابل اجراست .
کنترلر مطرح با چندین توپولوژی مبدل DC-DC مورد آزمایش قرار گرفته است به عنوان مثال : باک , بوست ، چک و سپیک. عملکرد عالی مبدل با نمایش پیشرفت قابل توجه روی تکنیک­های کنترل حالت جاری، به دست آمد .
مهدوی وعمادی و تولیت^[۱۱] (۱۹۹۷) ]۲[ روش جدیدی برای تحلیل و طراحی کنترلرهای مد لغزشی برای مبدل­های DC-DC PWM ارائه کرده ­اند. مزیت اصلی این کنترلر غیرخطی آنست که در آن هیچ محدودیتی در اندازه تغییرات سیگنال در اطراف نقطه کار وجود ندارد .
به طور کلی، مبدل­های DC-DC الکترونیک قدرت سیستم­های زمان مختلف تناوبی هستند با توجه به عملکرد سوئیچینگ درونیشان . ویژگی­های استاتیکی و دینامیکی این مبدل­ها به طور گسترده­ای در کتاب­ها بحث شده است. روش­های کنترل خطی کلاسیک اغلب برای طراحی تنظیم­کننده­ها برای مبدل­های DC-DC مورد استفاده­اند ، و برای تعیین محدوده ثباتشان در سراسر نقاط عملیاتی آن­ها .
با این حال، به منظور اطمینان از ثبات سیگنال بزرگشان، و همچنین برای بهبود پاسخ دینامیکی سیگنال بزرگ آن­ها، کنترل مد لغزشی مطرح شده است . در این پژوهش، به جای استفاده از دستور کامل فیدبک حالت برای کنترلر مد لغزشی، مدل­های میانگین فضای حالت مبدل­ها استفاده شده است. نشان داده شده است که استفاده از روش ارائه ­شده در یک کنترلر ساده­شده حاصل خواهد شد. بر خلاف فرکانس متغیر کنترلر مد لغزشی مورد استفاده در کتاب­ها، سوئیچینگ فرکانس ثابت روش PWM استفاده شده است. این طراحی فیلتر مبدل را ساده می­ کند و فیلتر مبدل را به حداقل می­رساند. تغییرات سیگنال کوچک و همچنین بزرگ در اطراف نقطه کار در نظر گرفته شده است. کنترلر­های مد لغزشی برای مبدل­های باک، بوست، باک-بوست و چٌک طراحی و بحث شده است. این کنترلرها بر روی یک کامپیوتر دیجیتال شبیه­سازی شده است و عملکرد دینامیکی­شان که رضایت­بخش می­باشد نشان داده شده است. درنهایت، قضیه دوم لیاپانوف به منظور بررسی ثبات کنترلرهای مد لغزشی طراحی­شده برای مبدل Cuk استفاده شده است .
هبرت سیره-رامیرز (۱۹۹۱) ]۳[ در مقاله خود روش‌های گسترده خطی‌سازی مطرح کرده است. این روش‌ها به منظور طراحی پایدارسازی مبدل‌های P-I متناسب انتگرال غیرخطی به یک مقدار ثابت، ولتاژ خروجی متوسط مربوط به مدولاسیون عرضیِ پالسِ مبدل‌های DC به DC تنظیم سوئیچ مطرح شده‌اند. روش زیگلر- نیکولز برای مشخصات کنترل‌گرهای P-I به کار گرفته شده است به گونه‌ای که برای خانواده‌ای از مدل‌های تابع انتقال پارامترریزی­شده مربوط به رفتار مبدل متوسط خطی در اطراف یک نقطه تعادل ثابت عامل مربوط به مدار تحت کنترل PWM (مدولاسیون عرضی- پالس) متوسط به کار برده شده است. مبدل‌های بوست و باک- بوست به طور ویژه‌ای تحت مراقبت می‌باشند و کارایی تنظیم آنها از طریق آزمایش‌های شبیه‌سازی کامپیوتری نشان داده شده است.
به گفته شٍن^[۱۲] و هوآ^[۱۳] و همکاران (۱۹۹۸) ]۴[ از آنجایی که نیروی الکتریکی که به وسیله‌ی آرایه‌های خورشیدی منظم تأمین می‌شود بستگی به Insolation، دما و ولتاژ منظم دارد، کنترل نقاط عملکرد به منظور طراحی توان ماکزیمم مربوط به آرایه‌های منظم خورشیدی، امری ضروری به نظر می‌رسد. هدف مقاله‌ی پیش‌رو پژوهش در رابطه با الگوریتم‌های ردیابی توان ماکزیمم است که اغلب برای مقایسه‌ی بازده‌ی ردیابی برای عملکرد سیستم تحت کنترل‌های مختلف مورد استفاده قرار می‌گیرند. به علاوه انواع مختلف مبدل‌های DC/DC به منظور ارزیابی کارایی مبدل طراحی شده‌اند. روش ساده که یک کنترل زمانی گسسته و یک جبرانساز^[۱۴] PI هم ترکیب می‌کند برای ردیابی نقاط توان ماکزیمم(MPP’S) مربوط به آرایه خورشیدی استفاده شده است پیاده‌سازی و اجرای سیستم مبدل پیشنهادی بر اساس یک پردازنده دیجیتالی سیگنال (DSP) بوده و نتایج تجربی و مورد آزمایش قرار گرفته ارائه شده و در دسترس هستند.
ژاک- یٌو شان^[۱۵] (۲۰۰۷) ]۵[ یک کنترل غیرخطی پیشنهاد کرده است. و کاربردهای آن برای تنظیم مبدل­های DC-DC نوع باک و بوست مورد بررسی قرار می­گیرد. کنترل­ کننده پیشنهادی که شکل تشریحی کنترل­ کننده چندحلقه‌ای خطی در نظر گرفته می‌شود، پارامتر میزان­سازی اضافه‌ای را تهیه می‌کند که می‌تواند برای تغییر و اصلاح واکنش خروجی مورد استفاده قرار بگیرد. پایداری سیستم در حضور بار نامعلوم و متغیر و ولتاژ خطی همچنین رابطه بین استراتژی‌های کنترل خطی و غیرخطی مورد مطالعه قرار می‌گیرد. همچنین نتایج عددی و تجربی برای توضیح دادن ویژگی‌های استراتژی پیشنهادی ارائه کرده است.
وحید یوسف زاده و همکاران (۲۰۰۸) ]۶[ روشی برای کنترل مبدل‌ها ارائه داده­اند.این کنترل‌گر در واقع ترکیبی از یک کنترل‌گر نوسانات دارای فرکانس ثابت (PWM) (که در آن از یک PID خطی نزدیک نقطه مبدأ استفاده شده است)و یک کنترل‌گر خطی یا غیرخطی سطحی (SSC) می‌باشد که از نقطه مبدأ فاصله داشته و بین این دو کنترل‌گر یک مرز انتقالی نیز وجود دارد. خازن هیبریدی که تعیین­کننده‌ی میزان جریان است امکان برآورد صفحه سوئیچ را فراهم آورده و در عین حال ما را از داشتن یک حسگر جریان نیز بی‌نیاز می‌سازد. SSC که از آن به عنوان ماژول HDL وریلاگ استفاده می‌شود را می­توان به راحتی به سیستم کنترل‌گر PWM اضافه کرد و از این طریق می‌توان یک کنترل‌گر PTOD ایجاد نمود. در حالت ثابت، کنترل‌گر به صورت کاملاً یکسان از کنترل‌گر PWM با فرکانس ثابت و یک PID خطی استفاده می‌کند. شبیه­سازی و نتیجه آزمایشات مربوط به مبدل‌های همگام V6.5 تا V1.3 و ۱۰ آمپر مورد بررسی قرار داده­اند.
کاستابیر^[۱۶] و مًتاولّی^[۱۷] و ساگینی^[۱۸] (۲۰۰۸) ]۷[ یک روش کنترل دیجیتال برای واکنش مرحله بارگزاری زمان بهینه مربوط به مبدل­های باک همزمان برای کاربردهای نقطه بارگذاری استفاده کننده از خازن­های خروجی ESR پایین در نظر گرفته­اند. برخلاف روش­های گزارش­شده قبلی تکنیک مطرح­شده نبست به پارامترهای پایه توان غیرحساس هستند. به طوری که عملکرد آن بر اطلاع از دانش ظرفیت القای مغناطیسی فیلتر خروجی و ظرفیت الکتریکی خازن تکیه نمی­کند. واکنش زمان بهینه از طریق یک عمل سوئیچینگ سیگنال روشن / خاموش به دست می ­آید که به محض اینکه یک ناپایداری بار نمایان شود عهده­دار آن عمل می­ شود. یک مبدل A/D همزمان به کار گرفته شده است که در یک فرایند CMOS استاندارد ۳۵/۰ میکرومتر تشخیص داده شده است. مبدل A/D ولتاژ خروجی را کوانتیزه می­ کند و یک کنترل­گر دیجیتال غیرخطی بر پایه رویداد را هنگامی که یک تغییر حالت هموار تدریجی نمایان می­ شود، رها می­سازد. واکنش زمانی بهینه فقط مبتنی بر اندازه ­گیری­های ولتاژ خروجی و مبتنی بر آگاهی از چرخه­ی کار حالت یکنواخت می­باشد، عددی در دسترس و آسان در داخل کنترل­گر دیجیتال. تاثیر و ویژگی­های روش زمان­بهینه مقاوم مطرح­شده، هم از طریق شبیه­سازی­های کامپیوتری و هم تست­های تجربی و آزمایشگاهی بر روی یک نمونه اصلی و اولیه­ مبدل باک همزمان (سنکرون) و یک اجرای VHOL الگوریتم کنترل بر روی یک دستگاه FPGA اعتبار کسب می­ کنند.
مًتاولّی ، رٌسِتو ، اسپیازی ،تٍنتی^[۱۹] (۱۹۹۵) ]۸[ یک کنترل­ کننده چند منظوره(همه کاره) فازی برای مبدل­های DC/DC مورد بررسی قرار داده­اند. بر اساس تعریفی کیفی از سیستمی که بایستی تحت کنترل باشد کنترل کننده­ های فازی در اجرای عملکردهای مناسب توانا هستند حتی برای آن دسته از سیستم­هایی که روش­های کنترل خطی در آنها با شکست مواجه می­شوند مانند هنگامی که یک تعریف ریاضی ممکن نباشد یا در حضور تغییرات گسترده پارامتر.
روش معرفی­شده کلی و جامع می­باشد و می ­تواند برای هرگونه توپولوژی مبدل DC/DC به کار برده شود. راه ­اندازی کنترل­ کننده نسبتاً ساده است و می ­تواند یک واکنش سیگنال کوچک را به همان سرعت و ثباتی که برای دیگر تنظیم کننده­ های استاندارد وجود دارد و یک واکنش سیگنال بزرگ بهبود یافته را تضمین کند.
دوشان بٌروجٍویچ و سودیپ مازومدٍر و علی نایفه^[۲۰] (۲۰۰۲) ]۹[ یک کنترل­ کننده مقاوم را به وسیله­ ترکیب مفاهیم مربوط به ساختار متغیر انتگرالی (یکپارچه) و کنترل سطح شیبدار چندگانه برای مبدل­های باک dc-dc موازی، توسعه می­ دهند. مزیت­های این طرح عبارتند از: سادگی آن در طراحی، واکنش دینامیک مناسب، استحکام، توانایی بی اثر کردن خطای ولتاژ- باس و خطای بین جریان­های بار مربوط به ماژول­های مبدل تحت شرایط حالت تعادل، و توانایی کاهش دادن اثر دینامیک­های دارای فرکانس خیلی بالا با توجه به پارازیت­های موجود در سیستم حلقه بسته. آنها در اینجا روشی را برای تعیین ناحیه حضور و پایداری مربوط به مانیفلدهای لغزشی (شیبدار) برای چنین مبدل­های موازی­ای توضیح می­ دهند. نتایج واکنش­های دینامیک و حالت پایدار خوبی را نشان می­ دهند .
فصل دوم:
معرفی چاپر
۲-۱- مقدمه
وظیفه چاپر تبدیل ولتاژ تنظیم­نشده به ولتاژ تنظیم­شده در سطح دلخواه است.
بلوک دیاگرام کلی چاپر به صورت زیر است:

شکل ۲-۱ بلوک دیاگرام چاپر
اساس مبدل­های dc-dc بر مبنای سوئیچینگ است. در مدار زیر در صورتی که ترانزیستور در ناحیه خطی کار کند،می­توان آن را با یک مقاومت (RT) مدل کرد.

شکل ۲-۲ رگولاتور خطی
(۲-۱) VO=Vin – VCE
هر چه میزان جریان عبوری از ترانزیستور بیشتر شود، توان مصرفی طبق رابطه زیر افزایش می یابد:
P=RT*IL*IL , P=VCE * IL
(۲-۲)
اما در همین مدار اگر ترانزیستور درحالت اشباع باشد، ولتاژ ورودی به خروجی منتقل می­ شود و اگر ترانزیستور در حالت قطع باشد، ولتاژ خروجی برابر با صفر است .( تنظیم­کننده­ سوئیچینگ^[۲۱])
با توجه به­رابطه توان P = VI ، توان مصرفی برابر با صفر است (در صورت ایده­آل بودن سوئیچ) و کل توان ورودی از منبع به بار منتقل می­ شود.
مدارهای تنظیم­کننده­ سوئیچینگ اساس کار چاپرها هستند.
خروجی یک چاپر dc با بارمقاومتی ناپیوسته و شامل هارمونیک­ها می­باشد. مقدار ریپل معمولا با بهره گرفتن از یک فیلتر LC کاسته می­ شود. رگولاتورهای تغییردهنده به صورت مدارهای مجتمع یافت می­شوند. طراح می ­تواند فرکانس کلیدزنی را با انتخاب مقادیر Rو C نوسان­کننده فرکانسی،انتخاب کند. به عنوان یک قانون سرانگشتی برای حداکثرکردن بازده، حداقل دوره تناوب نوسانگر باید حدود ۱۰۰ مرتبه بیشتر از زمان کلیدزنی ترانزیستور باشد. برای مثال اگر ترانزیستوری زمان کلیدزنی برابر  داشته باشد، دوره تناوب نوسانگر  خواهد بود که در نتیجه حداکثر فرکانس نوسانگر  خواهد بود.این محدودیت ناشی از تلفات کلیدزنی ترانزیستور می­باشد.تلفات کلیدزنی ترانزیستور با فرکانس کلیدزنی، افزایش و در نتیجه بازده کاهش می­یابد.به علاوه تلفات هسته سلف ها کارکرد با فرکانس بالا را محدود می­سازد.
۲-۲- کنترل مبدل­های dc-dc
در مبدل­های dc-dc ، متوسط ولتاژ خروجی برای برابری با یک سطح مطلوب باید کنترل شود، اگر چه ولتاژ ورودی و بار خروجی ممکن است نوسان داشته باشند.در مبدل­های dc-dc سوئیچینگ یک یا چند سوئیچ برای تبدیلdc از یک سطح به سطح دیگر به کار می­رود. در مبدل dc-dc با یک ولتاژ ورودی داده شده، متوسط ولتاژ خروجی با کنترل مدت زمان روشن بودن و خاموش بودن سوئیچ کنترل می­ شود (  ،  ). برای توضیح دادن مفهوم سوئیچینگ، یک مبدل dc-dc پایه در شکل ۲-۳ (a) بررسی می­ شود. متوسط مقدار  ولتاژ خروجی  که در شکل ۲-۳ (b) بستگی به  و  نشان داده شده است. یکی از روش­ها برای کنترل ولتاژ خروجی استفاده کردن از سوئیچینگ با یک فرکانس ثابت است ( یک سوئیچینگ ثابت با دوره تناوب  ).
مدت زمان روشن بودن سوئیچ برای کنترل متوسط ولتاژ خروجی تنظیم می­ شود. این روش مدولاسیون پهنای پالس PWM خوانده می­ شود. درصد وظیفه سوئیچ D است، که از نسبت مدت زمان روشن بودن سوئیچ به دوره تناوب سوئیچ تعیین می­ شود، و متغیر است.
روش­های دیگر کنترل بیشتر معمول­اند،که هم فرکانس کلیدزنی(و بنابراین دوره تناوب)و مدت زمان روشن بودن سوئیچ تغییر می­ کند.این روش تنها در مبدل­های dc-dc با ترانزیستورهای جریان مداوم به کار می­رود. تغییرات در فرکانس سوئیچینگ فیلتر کردن ریپل اجزا در شکل موج خروجی و ورودی در مبدل را مشکل میسازد.
شکل ۲-۳ تغییرات dc-dc سوئیچینگ
شکل ۲-۴ مدولاتور پهنای پالس (a) بلوک دیاگرام (b) سیگنال­های مقایسه
در سوئیچینگ PWM با یک فرکانس کلیدزنی ثابت، ولتاژ کنترل  را می­توان با یک ولتاژ دندانه اره­ای مقایسه کرد تا سیگنال کنترلی PWM سوئیچ با کنترل حالت (on یا off) سوئیچ به دست آید. این عمل در شکل ۲-۴ (a) و ۲-۴ (b) نشان داده شده است. سیگنال ولتاژ کنترل معمولا با بزرگ شدن خطا یا تفاوت بین ولتاژ خروجی مطلوب و ولتاژ خروجی واقعی بدست می ­آید.
فرکانس شکل موج متناوب با یک پیک ثابت،فرکانس کلیدزنی را ایجاد می­ کند. این فرکانس در کنترل PWM ثابت نگه داشته می­ شود و از چند کیلوهرتز تا چند صد کیلوهرتز انتخاب می­ شود.هنگامی که سیگنال خطا بزرگ شده و با سرعت کمی نسبت به زمان برای تولید فرکانس کلیدزنی تغییر می­ کند، بزرگ­تر از شکل موج دندانه اره­ای باشد،سیگنال کنترل سوئیچ بزرگ می­ شود،و باعث روشن شدن سوئیچ می­ شود.در غیر این صورت سوئیچ خاموش است.
از نسبت  به پیک شکل موج دندانه اره­ای از  که در شکل ۲-۴، درصد وظیفه سوئیچ را می­توان به صورت زیر تعریف کرد:
(۲-۳)
مبدل­های dc-dc دو مد متمایز عملکرد می­توانند داشته باشند: ۱) هدایت جریان پیوسته و ۲) هدایت جریان ناپیوسته. در عمل، یک مبدل ممکن است در هر دو مد عمل کند، که مشخصات متفاوت قابل توجهی دارند. از این رو، یک مبدل و کنترل آن باید در هر دو مد عملکرد طراحی شود.
۲-۳- مبدل کاهنده ^[۲۲]